信号新型宽带面谐平衡混频器设计与性能影响毕业设计论文英文译文

宽带测速器时间:2021-04-22 阅读:()

新型宽带面谐平衡混频器设计与性能的影响毕业设计(论文)英文译文

图2.宽带圆锥波导直流块滤波器的结构

最近有几个平衡谐调使用面结构已经开发[6,7]。谐二极管混频器使用面混合以双Y巴仑提出低成本的宽带毫米波收发器设计[6]。该混合组成的组合锥形槽线T型网络和锥形波导分压器互联通过微带环。混频器的换算损失是约10至12 dB以上26-36 GHz无线射频带宽。一个平衡的分谐波泵浦二极管混频器的基础上建议同时修改在微带线至CPW的网络[7].在这个设计中混合动力实现了由结合双螺旋波导到微带过渡和修改微带线至CPW的网络。换算损失不同从10到12 dB的射频信号是包括3到4 GHz和IF频

率为0.1 GHz。虽然这些混频器是适合兴建实现一个紧凑型面收发器它们显示带宽相对窄。

本文中设计一个面单次谐波平衡混频器和测量结果表明比常规的更具有更广泛的带宽。建议谐混频器采用波导和微带线因为它还是一个低转换损失体积小便于安装以及简单结构的集成微波电路。

2.次谐波混频器的设计

建议配臵宽带面均衡次谐波混频器如图1所示。该电路的组成部分有宽带圆锥波导直流滤波器双STUB波导径向线在相波导槽T型网络一个的三相锥形微带线T型网络半波长的圆周槽线环 两个反平行肖特基二极管对和一个波导到微带线过渡带。粘接电线是用在非对称共面波导不连续性如T网络以遏制不良加上槽线模式对每一个方面的水平面维护平衡。均衡谐混合是基于对面变化的

T它是由一个在相并联T型网络和一个相串联T型网络在LO中心频率用四分之一波长微带线互联通。因为这些T网络是与频率无关变化的T有内在LO-to-

RF/I F隔离和宽带特点。该射频信号应用到二极管通过直流块滤波器和同相波微带T型网络。建议[8]采用锥形波导节在DC和射频端口圆锥波导直流块滤波器。如图2所示该中心间距内线间插槽的开放式STUB系列线性为全波段操作。直流块滤波器增加间距W卡槽使波导增加和特性阻抗下降。间距W为0.5毫米特性阻抗为30欧姆用来与50欧姆波导通过3毫米锥形波导节直流座是相互联系的。

图3.直流座滤波器测量和锥形波导的模拟结果

LO信号通过一个波导到微带线过渡和一个三相微带线T型网络传送至该二极管。该微带T型网络把LO信号分成同样的180?幅度。该波导到槽线过渡采用STUB微带线是用来传输50欧姆CPW在50欧姆的微带线。 STUB半径径向

2.9 mm和STUB径向角是90?。测量的背对背连接过渡形成了以对共面波导到微带线过渡相隔2 mm长的微带线插入损耗少比0.8 dB和返回损失超过15 dB以上5-15 GHz。两个反平行肖特基二极管对(Alpha DMK2308-000)倒装芯片安装在空白的槽线环内的银环氧树脂。通过一个低通滤波器提取该中频信号以提供一个开路在射频频率。商业微波软件包(Agilent ADS)是用来在初步设计后模拟和优化面结构和次谐波混频器的谐波平衡分析。

3.实验结果

为了验证所提出的设计原则那么宽带圆锥波导直流块滤波器和面单一均衡谐以16 GHz的射频带宽为基本在20 GHz制造和测量。该电路分别建于25 mil厚氧化铝陶瓷基板与使用介质常数9.9标准超薄薄膜。该混频器的尺寸是mm。制造直流块滤波器是衡量用hp 8510 c网络分析仪和一个探头与线反映匹配(LRM)校准。图3显示测量和模拟S参数的金属制品业直流块滤波器。测量结果表明插入损失小于1.5 dB和回损优于10dB超过12至30GHz。

图4.测量转换损失和lo-to-rf/if

次谐波混频器电路是衡量以转换损失和lo-to-rf/if隔离。图4显示测量转换损失和lo-to-rf/if如果固定的频率为0.2 GHz射频频率可供LO信号从6.1至

14.1 GHz具有9.5 dBm的功率水平。在射频频率的转换损失12至28 GHz lo-to-rf/if是从8.5至12.5dB lo-to-rf/if隔离26.6dB。谐波混频器的换算损失作为一个功能的影响LO是列于图5与射频功率水平固定在-10 dBm时在20 GHz和10.1 GHz的LO换算损失在约8 dB m开始饱和。图6实测LO到RF和LO到RF。如果均优于15.5和34dB则LO频率从6.1至14.1 GHz。

图5.测量转换损失LO功率为10.1 GHz

(射频频率为20 GHz功率为-10 dBm)

图6.实测LO到RF和LO到I F

4.结论

宽频面谐平衡混频器采用波导和微带线已提出并证明了。谐波混频器具有射频带宽超过一个倍频程从12到28 GHZ与转换损失从8.5到12.5 dB为LO信号从

6.1至14.1 GHz与功率级9.5 dBm的。实测LO到RF及LO到如果和RF到如果隔离均分别优于15.5  34和26.6分贝。该测量的圆锥波导直流块滤波器显示插入损失小于0.8dB和利润损失超过15分贝以上12至30千兆赫。拟议次谐波混频器具有的特点低转换损失体积小便于安装以及简单结构集成微波及毫米波电路。

参考文献

1. I.J.Chen,H.Wang,and P.Hsu,一个V波段准光的GaAs HEMT的单片集成天线和接

收机前端, IEEE Trans Microwave Theory Tech 51 (2003),2461 –2468.

2.K.Hettak,G.Y.Delisle,and L.Talbi,38GHz整合面子系统可用于高速无线宽带多媒

体系统, IEEE Trans Microwave Theory Tech 47 (1999),935–942.

3.V.Trifunovic and B.JokanovicIEEE Trans Microwave Theory Tech 42(1994), 1454–1462.nd4.K.C.Gupta,R.Garg,and I.J.Bahl,Microstrip lines and slotlines,2 ed.,ArtechHouse,Norwood,MA, 1996.

5.S.A.Maas,Microwave mixers,2nd ed.,Artech House,Norwood,MA,1992.

6.H.Gu and K.Wu,一种新型面均衡分谐波泵混合器低成本宽带毫米波收发器设计, IEEE MTT-S Int Symp Dig(2000),Boston,MA,635–638.

7.C.H.Wang,H.Wang,and C.H.Chen,全波分析模型共面电路集总要素, IEEETrans Microwave Theory Tech 51 (2003),207–215.

8.H.Gu,and K.Wu,宽带面积木及单片及混合式毫米波集成电路,30th EuroMicrowave Conf,2000,pp.395–398.

基于跨吸收调制的电吸收调制器的全光混频器

建军宇 I E EE高级会员;振声家张基昌 I EE E研究员

摘要:我们已提出并通过实验证明了一种新颖的方法来实现非线性光学混频基于交叉吸收调制的一个电吸收调制器。我们的实验结果表明本地振荡器电源和光学过滤发挥了重要作用对接收器灵敏度的上转换信号而且可以得到波长跨度超过20纳米的上转换信号。

关键词:指数计算过吸收调制(XAM) 非线性光混频器无线过度纤维(RO F) 波长转换。

1.导言

最近人们更加注重应用RO F作为宽带无线接入系统有能力为未来的宽带交互式服务提供预期需求。减少中央车站及基地台(BS)复杂的体系结构和满足更多的最终用户在同一时间内解决无缝集成波分复用(波分复用)或波分复用无源光网络传输系统准入制度以充分利用其超高频段的特色。为顺利推行的波分复用系统,全光向上转换波分复用信号是目前要解决最关键的问题是[1]-[3]。目前全光上转换基于非线性效应非线性光纤或光波导器件需要高光功率提高两极化灵敏度。虽然偏振灵敏度增加了配臵的复杂性但可减少加入一些光学元件。而半导体光放大器(SOA)基于交叉增益调制以实现全光混合和调制频率通常是狭隘的这样是非常

难以实现数据信号与高频率的本地振荡器(LO)信号的组合。其中交叉吸收调制(XMA)在电调制器(EAM)其中一个最有前途的方法是在高比特率下可以实现全光信号转换或混合相似其波长转换原理[4]-[7] 主要区别是波长转换中调制数据信号将被用来取代连续光波。它与现有的其他全光混合方式相比有一些独特的优势例如低功耗消费紧凑的尺寸极化不敏感易于与其他装臵集成而且运行速度更高 由于EAM的固有特征[7]。在这里我们在第一次用EAM试验2.5 Gb/s的数据信号混合一个基于XAM的40 GHz LO信号。我们研究了转换性能在不同的LO功率和不同波长的跨度。残留边带(的VSB)是用来减少边带信号比(CSR)的[8] 并增加接收器的灵敏度。

2.实验装臵和结果

图1实验装臵是显示一个3dB的EAM带宽为32GHz光纤到光纤插入损耗8 dB和偏振灵敏度低于1分贝被用来实现数据信号转换。 2.5 Gb/s的数据信号是产生

1560.4 nm可调谐激光器的调制由LiNbO Mach-Zehnder型调制器驱动2.5 Gb/s的伪随机比特序列电信号。以产生一个40 GHz的LO信号我们用载波抑制返回到零信号这是实现两边LiNbO Mach-Zehnder型调制器偏颇与两个互为补充的20GHz的正弦波形。抑制比大于25 dB重复频率的生成LO光学信号是40 GHz LO占空比是0.6。该光路信号扩增前路

信号和数据信号被注入到了EAM。采用波分复用过滤器从LO信号把向上转换信号分离出来。掺铒光纤放大器(EDFA)用以增加光功率之前可调谐光滤波器(tof1)的压制放大自发辐射(ASE)的噪声和实现VSB过滤。向上转换信号后TOF1是一个以增益为30dB的小信号掺铒光纤放大器。在这个实验中两种类型的tof1不同带宽分别是0.5或1.4nm。经过扩增转换信号过滤由另一TOF法(tof2)与带宽

1.4nm的光机电转换通过一个3 dB带宽频率60GHzPIN的光电二极管。改善电器信号扩增窄带电气放大器带宽为10 GHz的中心在40 GHz。扩增电信号和波形显示

在插页图1 。它是对可见2.5 Gb/s的数据和40 GHz的LO都是好有坏。 LO信号在40 GHz产生后用倍频从10 GHz增加到40 GHz。为简化这个实验我们不要使用锁相环同步时钟和信号。我们采用了电动LO信号和一个混频器以降低转换成电气毫米波信号。首期修改2.5 Gb/s信号检测所比特误码率(BER)测试器。超高速示波器记录眼图。注:上述实验结果获得tof1带宽是1.4 nm tof1中心波长是1560.4 nm左右。

图1.实验装臵。

LNM为:LN调制器。 TL:可调谐激光器。O C:光耦合器。 PS:

移相器。 P D:光电二极管。 E A:电气放大器。 LP F:低通滤波。

RX:接收器。 TA:可调衰减器。前臵放大噪声系数为6 dB。

图2.光功率与CSR的向上转换信号作为一个功能输入功率LO信号。

当EAM直流偏压是-3V和数据信号到EAM在2.5 Gb/秒为-4 dBm时 图2显示光功率和CSR的混合光信号后 EAM作为LO信号一个的输入功率。实测该EAM的静态曲线斜率在-3V时是3.5dB/V。由于这些数据信号几乎被EAM吸收时 LO调制信号小于10个dBm的。当LO信号大于10 dBm时 由于XAM在EAM所以LO信号与混合数据信号。当LO信号是12.5 dBm时 CSR是最小的。最小的CSR是18分贝并且这个值可以减少时EAM的带宽是更大的如大于40GHz。图2还显示 CSR将调低LO信号时LO信号增强大于12.5 dBm。该原因是LO信号将EAM饱和了而我们的实验结果表明只要我们增加EAM直流偏压CSR可以进一步减少。但较大的直流偏臵将减少电源和光学信号杂讯比的向上转换信号。因此在这个实验中EAM最高偏压是-3V。

图3.误码率曲线与CSR的插入眼图:(i)混合光信号(100 ps/div);

(ii)下转换信号在接收机经过低通滤波器(100 ps/div) 。

图3显示了误码率曲线。当LO信号为11.2 dBm接收器灵敏度在误码率是-

14.2 dBm时误码率将出现。即光接收器饱和的时候一个大载波信号在2.5 Gb

展开全文