解调低信噪比环境下Link-11解调方法研究

第8期 无线互联科技 No.82015年4月 Wireless Internet Technology April 2015

低信噪比环境下Link-11解调方法研究

邓宇

中国西南电子技术研究所四川 成都 610036

摘 要现代信息化战争中对Link-11信号的侦收解调具有重要军事意义。为了提高低信噪比环境下Link-11信号解调性能文章对Link-11解调中的关键技术进行了研究首先改进了实现Link-11帧同步的载波相乘法解决信号采样序列较短造成FFT分辨率低的问题提高测频的时效性和精确性然后改进并行多音频解调的相位谱方法解决FFT采样点少造成相位谱偏差较大的问题并基于改进的新方法设计了Link-11解调系统。文章还对环境噪声引起的解调误差进行了分析仿真结果表明文章研究的方法能在低信噪比环境下较好地保持Link-11的解调精度。

关键词 Link-11载波相乘法并行多音频解调

1 引言 的检测信号通过检测有明显区别的时刻点来确定帧边界

数据链是网络中心战的中枢神经系统美军和北约根据 实现帧同步。参考文献[4]对现有的一些帧同步方法进行了分不同时期的作战需要和技术水平开发应用了一系列的战术 析提出了能较好抑制噪声的载波相乘法。本文对载波相乘数据链从Link-11、Link-11B、Link-4、Link-16到Link-22。 法做了一些改进可进一步提高载波频率测量精度以提高虽然不断有新的数据链加入美军和北约作战序列但最早装 帧同步精度。

备的Link-11在美军和北约现役装备中应用非常广泛特别 载波相乘法的原理类似相干解调对接收到的Link-11在HF频段Link-11仍然是最主要的一种数据链。例如在美 信号设其前导码部分为

国海军现役装备NTDS的主要水面作战舰艇、水下核攻击潜艇 其中ssyn(t)为频率2915 H z的同步单音 sdop(t)为频率关键的作用。因此对L i n k-11数据链的侦收解调研究在信息 605 H z的多普勒频移校正单音。由于同步单音ssyn(t)在帧边界化战争中具有重要的意义。 相位翻转180° 实际上就是BPSK调制信号。根据BPSK调制原

本文重点研究对截获到Link-11信号后的音频信号解调 理同步单音可表示为

方法通过改进载波相乘法和并行多音频解调方法提高在 2式中是双极性二进制数字信号在一个帧间隔持续的改进文中设计了完整的Link-11信号解调系统为工程实 时间内的值或者为1或者为1 ∆ϕ为帧边界的相位改现提供参考。 变量。从2式中可见信号ssyn(t)并不包含独立的载波分2 Link-11解调关键技术 量但经平方后得到

Link-11帧结构[1]如图1所示。帧间隔由传输速率决定其 式包含了2倍频分量可直接提取 2分频后就可以得到载帧工作帧间隔为22.0ms。 得到载波频率后产生本地载波c(t)=Ac cos(ωct+ϕc) 与ssyn(t)相

音频信号处理方法。 4式中n(t)是噪声经过低通滤波器后得到检测信号r(t)频信号。 2915 H z的同步单音在每帧边界处相移180° 用以精 5式中 nL(t)是噪声n(t)通过低通滤波器后的噪声确确定帧边界实现帧同步。因此只要对接收到的Link-11 由于低通滤波器的通频带宽远远小于信号带宽这里噪声信号做某种变换得到在同步单音相位变化前后有明显区别 nL(t)对检测信号r(t)的影响非常小。另外载波频率ωc是对

作者简介邓宇1983  男四川雅安人硕士工程师研究方向侦察对抗总体设计。

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检测信号r(t)是由于∆ω≈0才近似于直流分量因此 扰。文献[2] [3]介绍了Link-11信号解调的方法是借鉴正交频载波频率提取的精度将影响检测的准确。Link-11信号接收 分复用OFDM的解调原理对每帧数据做FFT得到每帧的相时要在较短的时间内得到Link-11信号的帧间隔则要求尽 位谱然后利用前后两帧相位差得到每个单音携带的信息。快的测出载波频率。若用FFT进行测频则在短时间内对信号 该方法的优势在于避免设计通带太窄的带通滤波器并且易的采样数据达不到较高的FFT分辨率。若要达到较高的测频 于数字实现降低了计算量。

精度可使用离散时间傅立叶变换[5] DTFT 其定义如下 对单帧Link-11信号做FFT得到的频谱如图4所示为了说

6

6式中 N为信号采样序列所包含的数据样点个 谱从而得到单帧Link-11各个音频信号携带的信息。数 fs为采样频率。DTFT最重要的性质就是频域连续性它 图4所示的相位谱方法实现较容易但是解调误差较大

[fg−∆F,fg+∆F]  主要是由于FFT的频谱离散可能会漏掉Link-11数据单音频

3确定细分辨率∆f并对频率fk赋初值fg−∆F→fk  谱况且只是对单帧Link-11信号的采样序列做FFT采样点

4计算fk的−∆F+DTFT谱 少分辨率太低得到的相位谱偏差较大。

S(fk)=∑Nn=−01s(n)e−j2πfg f fkn 并更新 fk+∆f→fk  为了解决上述问题本文改进了文献[2] [3]中的相位谱解调

5若fk≤fg+∆F则转到第4步否则按照DTFT功率 方法采用如下并行多音频解调方法实现。

谱检测最大功率对应的频率f作为测频结果并结束。 1初始化参考相位为DQPSK解调提供差分初始码。

这种改进载波相乘法解决了信号采样序列较短造成FFT 2对接收Link-11信号的单帧信号采样得到采样序分辨率低的问题同时也不会使DTFT计算无用的频谱范 列并使用改进载波相乘法测量15个数据单音的频率。围提高了DTFT的计算速度保证测频的时效性和精确性。 3在步骤2测得的15个数据单音附近分别计算15个数

2.2 并行多音频解调方法 据单音的DTFT谱。

Link-11的帧结构中除5帧前导码外其他帧都是由16个 4按照15个数据单音的DTFT相位谱得到当前帧相位单音音频信号组成的复合信号除605Hz多普勒单音外的15 并对应差分初始码进行DQPSK解调。

个单音信号携带数据信息。其中相位参考帧是15单音信号并 5用当前相位码更新参考相位值若帧序号不大于总行QPSK调制得到其他帧以相位参考帧的信息码为初始参考 帧数则返回步骤2否则对DQPSK解调得到的所有帧的数码作并行差分π/4-QPSK调制得到。对于15个数据单音每个 据信息进行汉明码纠错得到M序列战术信息。

单音携带2bit信息码有四种组合形式10、00、01、 11分别对 按照并行多音频解调方法得到的Link-11数据信息包括应当前帧到下一帧的相位差45° 、 135° 、 225°和315° 这种 控制码和若干30bit的消息码。对照控制码的设置规则可以

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第8期 No.82015年4月 无线互联科技·实验研究 April 2015判断Link-11的工作类型和帧格式类型。由于Link-11的控制 采用改进的载波相乘法实现帧同步的检测误差Matlab码在帧结构的特定位置而且都是特殊二进制码若是解调 仿真如图7所示可见在低信噪比环境下该方法仍能较好保过程中出现某些比特位上的错误对控制码识别的影响也 持检测精度。

调方法设计Link-11解调系统如图5所示。 图7帧同步检测误差

现误差造成测频误差从而影响帧同步精度。 由图8可见本文研究的并行多音频解调方法可以有效提

Research of Link-11 Demodulation Method in Low Signal Noise Ratio Condition

低信噪比环境下Link-11解调方法研究作者 邓宇 DENG Yu

作者单位 中国西南电子技术研究所,四川成都,610036

刊名 无线互联科技

英文刊名 wuxian hulian keji

年卷(期)  2015(8)

引用本文格式邓宇DENG Yu低信噪比环境下Link-11解调方法研究[期刊论文]-无线互联科技2015(8)