谐振高频电子线路课后答案(胡宴如-狄苏燕)

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说明

所有习题都是我们上课布置的作业题所有解答都是本人自己完成其中难免有错误之处还望大家海涵。第2章 小信号选频放大器

2.1 已知并联谐振回路的L1μH,C20 pF,Q100,求该并联回路的谐振频率f0 、谐振电阻Rp及通频带BW07 。

B

2.2 并联谐振回路如图P2.2所示 已知 C300 pF,L390μH,Q100,信号源内阻Rs100k,负载电阻RL200k,求该回路的谐振频率、谐振电阻、通频带。

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ReRs //Rp//RL

100kΩ//114.kΩ//200kΩ=42kΩ

Qe

B W0 7f/0Qe465 kHz/37=12.6 kHz

2.3 已知并联谐振回路的f010MHz,C=50pF,BW07150kHz,求回路的L和Q以及f600 kHz时电压衰减倍数。如将通频带加宽为300 kHz应在回路两端并接一个多大的电阻?

Q

当BW07300kHz时

Qe

ReQe

而

由于Re,所以可得

R

2.4 并联回路如图P2.4所示,已知 C360pF,L1280μH,Q=100, L250μH,n=N1/N210,RL1k。试求该并联回路考虑到RL影响后的通频带及等效谐振电阻。

[解]

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RLn2RL1021k100k

ReRp//RL88 k//100 k46.8 k

2.5 并联回路如图P2.5所示试求并联回路23两端的谐振电阻Rp 。已知(a)L1100μH、 L210μH、 M4μH等效损耗电阻r10 C300 pF  (b)

C150 pF、 C2100 pF L10μH、 r2。

[解] (a)n

(b)C

n

2.6 并联谐振回路如图P2.6所示。已知 f010 MHz Q100  Rs12 kRL1 k C40 pF匝比n1N13/N231.3  n2N13/N454试求谐振回路有载谐振电阻Re 、有载品质因数Qe和回路通频带B W07 。

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[解] 将图P2.6等效为图P2.6(s)  图中

RpQRsn12Rs1.3212 k20.28 k

RLn2RL421 k16 k

ReRs //Rp//RL(20.28//39.8//16)k7.3 k

B

GoeGoe/n12200106/4212.5106 S

GLGL/n22103/42125106 S

GeGpGoeGL(37.212.5125)106174.7106SAuo

BW07f0/Qe10.7/210.51 MHz

C

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2.8 单调谐放大器如图2.2.4(a)所示。中心频率f030 MHz晶体管工作点电流IEQ2 mA回路电感L131.4μH Q100 匝比n1N13/N122  n2N13/N453.5 GL1.2 mS、 Goe0.4 mS rbb0试求该放大器的谐振电压增益及通频带。

第章 谐振功率放大器

3.1 谐振功率放大器电路如图3.1.1所示晶体管的理想化转移特性如图P3.1所示。已知 VBB0.2 V ui1.1 cos (t)V回路调谐在输入信号频率上试在转移特性上画出输入电压和集电极电流波形并求出电流导通角及Ic 0 、 Ic 1 m、 Ic 2 m的大小。

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[解] 由uBEVBBui0.2 V1.1 cos(t)V0.2 V1.1 cos(t),可作出它的波形如图P3.1(2)所示。

根据uBE及转移特性在图P3.1中可作出ic的波形如(3)所示。 由于t0时uBEuBE max(0.21.1)V=1.3 V,则iC max0.7 A。

因为Uim cosUBE(on)VBB所以

由于0(69)0.249 1(69)0.432 2(69)0.269则

Ic00(69)iCmax0.2490.70.174 A

Ic1m1(69)iCmax0.4320.70.302 A

Ic2m2(69)iCmax0.2690.70.188 A

3.2 已知集电极电流余弦脉冲iCmax100 mA试求通角120  70时集电极电流的直流分量Ic0和基波分量Ic1m 若Ucm0.95 VCC 求出两种情况下放大器的效率各为多少

[解] (1) 120  0()0.406 1()0.536

Ic00.40610040.6 mA, Ic1m0.53610053.6 mA

(2) 70  0()0.253 1()0.436

Ic00.25310025.3 mA, Ic1m0.43610043.6 mA

3.3 已知谐振功率放大器的VCC24 V IC0250 mA Po5 W Ucm0.9 VCC

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试求该放大器的PD 、 PC、 C以及Ic 1 m、 iC max 、 。

[解] PDIC0 VCC0.25246 W

PCPDPo651W

%

g1()2CiC max

3.4 一谐振功率放大器 VCC30 V测得IC0100 mA Ucm28 V 70 求Re 、 Po和C。

[解] iC max

Ic1miCmax1(70)3950.436172 mA

ReΩ

C

3.5 已知VCC12 V UBE(on)0.6 V UBB0.3 V放大器工作在临界状态Ucm10.5 V要求输出功率Po1 W 60 试求该放大器的谐振电阻Re 、输入电压Uim及集电极效率C。

[解]

C%

3.6 谐振功率放大器电路如图P3.6所示试从馈电方式基极偏置和滤波匹配网络等方面分析这些电路的特点。

[解] (a) V1 、 V2集电极均采用串联馈电方式基极采用自给偏压电路 V1利用高频扼圈中固有直流电阻来获得反向偏置电压而V2利用RB获得反向偏置电压。输入端采用L型滤波匹配网络输出端采用型滤波匹配网络。

(b)集电极采用并联馈电方式基极采用自给偏压电路 由高频扼流圈LB中的直流电阻产生很小的负偏压输出端由L2C3  C3C4C5构成L型和T型滤波匹配网络调节C3 C4和C5使得外接50欧负载电阻在工作频率上变换为放大器所要求的匹配电阻输入端由C1 、 C2 、 L1 、 C6构成T和L型滤波匹配网络 C1用来调匹配 C2用来调谐振。

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3.7 某谐振功率放大器输出电路的交流通路如图P3.7所示。工作频率为2 MHz已知天线等效电容CA500 PF等效电阻rA8若放大器要求Re80求L和C。

[解] 先将L、 CA等效为电感LA 则LA 、 C组成L形网络如图P3.7(s)所示。由图可得

由图又可得QeLA/rA 所以可得

LA

C

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因为LAL所以

14.59106H14.59μH

3.8 一谐振功率放大器要求工作在临界状态。已知VCC20 V Po0.5 WRL50集电极电压利用系数为0.95工作频率为10 MHz。用L型网络作为输出滤波匹配网络试计算该网络的元件值。

[解] 放大器工作在临界状态要求谐振阻抗Re等于



由于Re>RL 需采用低阻变高阻网络所以

L

L

3.9 已知实际负载RL50谐振功率放大器要求的最佳负载电阻Re121工作频率f30 MHz试计算图3.3.9(a)所示型输出滤波匹配网络的元件值取中间变换阻抗RL2。

[解] 将图3.3.9(a)拆成两个L型电路如图P3.9(s)所示。 由此可得

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